精密串联基准中的噪声测量技术

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摘要

本应用手册介绍了针对精密串联基准的低闪烁噪声（0.1Hz 至 10Hz 频带）测量方法和测试设置建议。低噪声测量需要超低设置噪声，这可以通过为带通滤波器选择低噪声 BOM 以及适当的设计或布局技术来实现。超低噪声基准 REF54250CDR（闪烁噪声 = 275nV 峰峰值，NR 引脚上有 100μF 电容器）用于说明元件选型和电路板设计，以便以小于 1.5% 的误差测量测量设置中的本底噪声。

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1 简介

基准的噪声与数据转换器的量化误差相耦合，并影响整个信号链的分辨率。设计人员必须将基准噪声保持足够小，使其不影响信号链的分辨率。这对于医疗成像、用于化学和制药实验室的精密称重秤、地震测量设备以及系统 ENOB 大于或等于 20 位的高精度测试和测量设备等高精度系统至关重要。这些系统通常使用有源滤波器来滤除高频热噪声；但是，由于电容器要求高且响应速度慢，设计截止频率低于 10Hz 的低通滤波器不切实际。因此，这些应用选择具有更合适的闪烁噪声的基准来满足信号链要求。准确的测量至关重要，因此，设计人员不必限制于过度设计精密信号链器件和实现更快的系统响应。

2 闪烁噪声测量方法

电压基准数据表指定了在 10 秒内以峰峰值 变化为单位的 0.1Hz 至 10Hz 频带闪烁噪声。一种简单的方法是在 DMM 上测量该噪声并持续 10 秒，平均时间为 100ms (1/10Hz)，以捕获峰峰值响应。基准信号的峰峰值噪声与 DMM 信号链噪声耦合（在 TI 实验室针对 HP3458A 在 10V 范围内测得的噪声约为 0.5μV）。这种方法的 SNR 不足以满足超低噪声、高精度基准的要求，例如 REF7012 在 10 秒内的闪烁噪声 = 312nV 峰峰值，或者 REF54250CDR 在 NR 引脚上具有 100uF 的电容器时的噪声为 275nV 峰峰值 (0.11ppm_pp)，因为 DMM 的信号链噪声大于器件噪声。

前置放大基准噪声，以改善测量设置的 SNR。这需要消除直流并为噪声信号提供足够的增益，如图 3-2 所示。节 3 讨论了测量具有高 SNR 的闪烁噪声的滤波器设计。

3 适用于基准噪声测量的 0.1Hz 至 10Hz 带通滤波器设计

图 3-1 闪烁噪声测试设置方框图

REF54250 的最小噪声规格为 400nVpk-pk。为了使测量误差小于 1.5%，请按照以下公式计算允许的最大设置噪声：

方程式 1.

$S e t u p N o i s e < = 275 \times \sqrt ({1.015}^{2} - 1^{2}) < = {47 n V}_{p k - p k}$

第一级高通滤波器的电阻器和第一级前置放大器噪声（称为设置噪声）直接耦合到基准噪声信号。因此，这两个因素是总设置噪声预算中的主要误差源。参考噪声在第一级中被放大 1000 倍，因此后续级设置噪声的影响极小。因此，我们将超过 98% 的预算分配给这一级。高通滤波器设计有一个 50Ω 电阻器，这样可以尽可能降低该电阻器产生的 kT 噪声。

方程式 2.

$F l i c k e r n o i s e o f 50 Ω h i g h p a s s r e s i s t o r (n_{50 Ω}) = 18.92 {n V}_{p k - p k}$

下一步是设计一个增益为 1000 的低噪声前置放大器，它可以满足第一级运算放大器噪声的目标规格。在 TI 的超低噪声和失调电压运算放大器产品系列中，OPA189 是理想选择。我们需要并联 8 个运算放大器，才能轻松实现 << 56nVpk-pk 的目标规格。

方程式 3.

$O p a m p F l i c k e r N o i s e (n_{o p a}) = \frac{100 {n V}_{p k - p k}}{\sqrt{8}} = 35.35 {n V}_{p k - p k}$

1000 的增益是通过 10Ω 和 10KΩ 电阻实现的。这在噪声贡献中等于 10Ω。10Ω 电阻器的噪声贡献除以 √8 倍。

方程式 4.

$F l i c k e r n o i s e o f 10 Ω g a i n r e s i s t o r (n_{10 Ω}) = 3 {n V}_{p k - p k}$

第一级产生的总噪声是公式 1、2 和 3 的 RMS 和。

方程式 5.

$N o i s e f l o o r o f f i r s t s t a g e (n_{F i r s t}) = \sqrt ({n_{o p a}}^{2} + {n_{50 Ω}}^{2} + {n_{10 Ω}}^{2}) = 40.3 {n V}_{p k - p k}$

在此计算中，运算放大器的电流噪声会被忽略，因为其影响微不足道（电流噪声密度 = 165fA/√Hz）。后级噪声的影响被除以 1000 或更大数字。因此，影响并不显著。该电路在 REF54250CDR 噪声测量中的误差不足 1.5%。

第二级是 0.1Hz 的 Sallen-Key 高通滤波器，增益为 10，阻尼比为 1，在 0.1Hz 高通时提供 60dB 的总滚降。接下来的两级是一个多反馈 10Hz 低通滤波器，其总增益为 10，可在 10Hz 时提供 80dB 的滚降，如图 4-6 所示。噪声获得 10⁵ 次增益，并在 10 秒窗口内以每秒 >> 20 个样本的频率在示波器上捕获，以避免出现混叠。

3.1 滤波器原理图

该带通滤波器已通过 TI-TINA 进行仿真，以验证频率响应。

图 3-2 TINA-TI 中的滤波器原理图

3.2 TINA - TI 仿真

此滤波器设计具有阻尼因子 1、截止频率下限为 0.1Hz、滚降为 60dB、截止频率上限为 10Hz、滚降为 80dB 十倍频程。通带增益为 100dB。

图 3-3 带通滤波器的频率响应

3.3 元件选型

第一级高通滤波器：第一级高通滤波器的电阻器噪声至关重要，因为该噪声与基准噪声直接耦合。设计第一级高通滤波器时选用了阻值较小（50 欧姆）的电阻器和大容量电容器 (32mF)，以更大限度降低电阻器的热噪声。为第一级 0.1Hz 高通滤波器选择了 Vishay 大容量金属箔电阻器，因为该电阻器的构造让其具有出色的噪声系数。两个 100Ω 大容量金属箔电阻器 (0.25W) 并联在一起，以降低电流（过量、闪烁）噪声的影响，因为可以通过减小电流和增大电阻材料的体积来降低该噪声。使用了四个低泄漏电解质电容器来实现 32mF 电容，并在整个频率范围内实现稳定的电容。这些大容量电容器需要至少 12 个小时的电介质浸泡时间才能提供稳定的测量。第一级增益电阻器是金属箔电阻器，因为这些电阻器具有出色的噪声性能。八个 OPA189 通过 50 欧姆金属膜电阻器并联，可将噪声降低 sqrt (8) 倍。
后续级：第一级高通滤波器后跟一个增益为 10 的 Sallen-Key 0.1Hz HPF，以及总增益为 10、截止频率为 10Hz 的 2 级多反馈低通滤波器。此信号已经被放大 1000 倍，这可在后续级的元件选择中实现弛豫。在后续级，电阻较高且电容较低，因为电阻器的热噪声已被抑制 100 倍或更高。有关确切值，请参阅表 5-1。所有电容器都是薄膜电容器，因为老化规格严格，且滤波器的属性不会随时间变化。此级中的所有电阻器都是金属膜，因为此类电阻器具有出色的热噪声特性。由于具有超低噪声和失调电压稳定性，OPA189 已用于所有级。
功率级：此测量使用直流电源 E3631。然后通过 LC 滤波器馈送至低噪声 LDO，从而获得具有良好 PSRR 测量的稳定电源。此拓扑可确保电源对测得的基准噪声的影响极小。

4 测量设置

滤波器板放置在金属盒中，以避免产生 EMI。所有承载 VREF 或噪声的电缆均为屏蔽电缆。

图 4-1 用于噪声滤波器的金属盒，可避免外部干扰

输出端使用 50Ω 进行端接，我们将设置保持 12 小时以测量本底噪声。此电路板的典型本底噪声为 40nV（峰峰值），这会在最低噪声测量中引入 <1.5% 的误差。

图 4-2 滤波器板的典型本底噪声